česky english Vítejte, dnes je sobota 05. prosinec 2020

Precizní a zároveň úsporné snímání proudu na vyšší straně napájení

DPS 3/2020 | Vývoj - články
Autor: Catherine Chang, Analog Devices

Abychom dokázali na vyšší straně napájení přesně změřit odběry v řádu mikroampér, neobejdeme se bez snímacího rezistoru s malou velikostí odporu a také zesilovače s nízkým napěťovým offsetem. Zesilovač LTC2063 [1] s nulovaným driftem vykazuje maximální vstupní napěťový offset jen 5 μV a odebírá pouze 1,4 μA. Stává se tak skvělou volbou při návrhu kompletního, přesného a z hlediska vlastní proudové spotřeby také nebývale úsporného zapojení pro snímání proudu na vyšší straně napájení, přesně jak je zachyceno na obr. 1.

Precizní a zároveň úsporné snímání proudu na vyšší straně napájení

Zapojení si při měření proudu v rámci širokého dynamického rozsahu od 100 μA až do 250 mA vystačí s odběrem z napájecího zdroje dosahujícím pouze 2,3 μA až 280 μA. Mimořádně nízký offset obvodu LTC2063 umožňuje pracovat s odporem bočníku o velikosti jen 100 mΩ, což omezuje maximální dosažitelné napětí na rezistoru pouze na 25 mV. To pak na bočníku minimalizuje výkonovou ztrátu a zvyšuje výkon, který bude mít zátěž k dispozici. Vstup obvodu LTC2063 typu rail-to-rail podporuje v zapojení činnost s velmi malým zatěžovacím proudem, zatímco se na vstupu (CM) dostáváme prakticky až na samotnou hranici. Před vf interferencemi v zarušeném prostředí chrání integrovaný EMI filtr.

Napěťový výstup v tomto případě stanovíme pro danou velikost snímaného proudu takto:

ROUT × RSENSE

VOUT = –––––––––––– ISENSE = 10 × ISENSE

RIN

Výchozí bod

Klíčovou specifikací se v našem návrhu stává „nulový bod“, resp. odpovídající odchylka proudu na vstupu sledovaná v případě výstupu, který obdržíme bez přítomnosti jakéhokoli snímaného proudu. Takový bod je obvykle určován vstupním napěťovým offsetem zesilovače děleným RSENSE. Nízký vstupní napěťový offset obvodu LTC2063, typicky na úrovni 1 μV a v maximu pak 5 μV, společně s malými typickými vstupními proudy IB a IOS o velikosti 1 pA až 3 pA, pak u tohoto bodu znamenají typickou odchylku vztaženou ke vstupu pouze 10 μA (1 μV/0,1 Ω), maximálně však 50 μA (5 μV/0,1 Ω). Taková nízká chyba umožňuje zachovat linearitu snímacího obvodu již od nejnižších odběrů v rámci stanoveného rozsahu (100 μA), aniž by přitom bylo nutné kvůli horšímu rozlišení cokoli vyrovnávat – viz obr. 2. Výsledná závislost výstupního napětí na snímaném proudu je lineární v celém proudovém měřicím rozsahu.

Precizní a zároveň úsporné snímání proudu na vyšší straně napájení 1

Dalším zdrojem chyby výchozího bodu se stává proud „kolektoru“ výstupního tranzistoru PMOS při nulovém napětí hradla, resp. IDSS, parazitní proud, který je přítomen za předpokladu nenulového VDS, je-li PMOS formálně vypnutý (|VGS| = 0). Tranzistor MOSFET s vysokým IDSS způsobuje bez přítomnosti jakéhokoli proudu ISENSE nenulové, kladné napětí VOUT. Tranzistor BSP322P od Infineonu, který je v návrhu použitý, bude mít horní hranici IDSS při |VDS| = 100 V na úrovni 1 μA. Rozumně odhadovaná velikost typického proudu IDSS u tranzistoru BSP322P činí v této aplikaci při pokojové teplotě a s přihlédnutím k VDS = –7,6 V pouze 0,2 nA, což na výstupu představuje odchylku jen 1 μV, příp. ekvivalent chyby vstupního proudu 100 nA, měříme-li na vstupu 0 A.

Architektura

Reference LT1389-4.096 [2] společně s obvodem složeným z M2, R2 a D1 (bootstrap) zajišťuje s velmi malou vlastní spotřebou samostatnou 3V hladinu (4,096 V + VTH tranzistoru M2, typicky –1 V), která obvod LTC2063 chrání před hrozbou v podobě jeho absolutně nejvyššího napájecího napětí 5,5 V. K ošetření sice může postačovat sériový odpor, nicméně díky tranzistoru M2 lze podpořit mnohem vyšší celková napájecí napětí, zatímco na horní hranici takového rozsahu dále omezujeme proudovou spotřebu na pouhých 280 μA.

Přesnost

Vstupní napěťový offset obvodu LTC2063 přispívá pevně danou odchylkou proudu vztaženou ke vstupu s typickou úrovní 10 μA. Při uvážení celého vstupního rozsahu 250 mA tak díky offsetu obdržíme chybu jen 0,004 %. Na spodní hranici již ale představuje 10 μA ze 100 μA chybu deset procent. Offset je však konstantní a vše lze proto napravit pomocí kalibrace. Z obr. 3 vyplývá, že celkový offset obvodu LTC2063, nepřizpůsobené parazitní termočlánky a rovněž i jakékoli parazitní, sériové vstupní odpory zde způsobují jen 2 μV.

Precizní a zároveň úsporné snímání proudu na vyšší straně napájení 2

Zisk 100,05 V/V dle obr. 3 je o 1,28 V/V větší než očekávané zesílení stanovené prostřednictvím skutečných hodnot ROUT a RIN při osazení, tedy 4,978 kΩ/50,4 Ω = 98,77 V/V. Odchylka může být způsobena parazitním sériovým odporem o velikosti zhruba 500 mΩ mezi vstupy LTC2063 a RSENSE. Hlavním zdrojem nejistoty měření se na výstupu tohoto zapojení stává rušení. Při potlačování šířky pásma šumu (a tudíž i celkového rušivého pozadí) proto hraje klíčovou roli filtrace s velkými, paralelně řazenými kapacitami. S výstupním filtrem nastaveným na 1,5 Hz přidává obvod LTC2063 nízkofrekvenční rušení vztažené ke vstupu na úrovni zhruba 2 μV špička–špička. Dalšího snížení chyby způsobené šumem dosáhneme průměrováním výstupu po nejdelší možnou dobu trvání.

Mezi další zdroje chyby v našem zapojení pro účely snímání proudu řadíme parazitní odpor na desce v sérii s RSENSE na vstupu LTC2063, tolerance velikostí odporu rezistorů RIN a ROUT sloužících k nastavení zisku, nepřizpůsobené teplotní koeficienty rezistorů definujících zesílení a také odchylku napětí na vstupech operačního zesilovače způsobenou parazitními termočlánky. První tři příčiny lze minimalizovat na základě čtyřvodičového Kelvinova snímání (RSENSE) a použití rezistorů s tolerancí 0,1 % a také podobnými nebo nízkými teplotními koeficienty (stěžejní trasa definující zisk pomocí RIN a ROUT). Abychom dále „vyrušili“ parazitní termočlánky na vstupech operačního zesilovače, měl by mít R1 stejné kovové vývody jako RIN. V případě vstupů bychom se rovněž měli v maximální možné míře vyhnout asymetrickým teplotním gradientům.

Jak vyplývá z obr. 4, celkový příspěvek všech zdrojů chyb zmiňovaných v této části při vztažení k plnému rozsahu výstupu 2,5 V nepřekročí 1,4 %.

Proudový odběr

Jak dokládá obr. 5, minimální odběr z napájecího zdroje požadovaný obvody LT1389-4.096 a LTC2063 bude při nejmenších VSUPPLY a ISENSE (4,5 V a 100 μA) činit 2,3 μA, zatímco v opačném extrému s nejvyššími VSUPPLY a ISENSE (90 V a 250 mA) počítejme až s 280 μA. Kromě proudu spotřebovávaného aktivními součástkami bude vyžadován i výstupní proud IDRIVE tekoucí přes M1, který je také spojen s VSUPPLY. Úměrně výstupnímu napětí proto dostáváme od 200 nA v případě výstupu 1,0 mV (ISENSE 100 μA) až 500 μA při výstupních 2,5 V (ISENSE 250 mA). Celkový proudový odběr ze zdroje se tak s přihlédnutím k ISENSE zvyšuje na 2,5 μA až 780 μA. Abychom zajistili odpovídající buzení A/D převodníku, byla u ROUT zvolena velikost odporu 5 kΩ.

Precizní a zároveň úsporné snímání proudu na vyšší straně napájení 3

Vstupní napěťový rozsah

Maximální napájecí napětí bude v zapojení ovlivněno nejvyšším |VDS|, které výstup s PMOS ještě může ustát. BSP322P je navržen pro 100 V, takže 90 V se jeví jako vhodné provozní omezení.

Výstupní rozsah

Návrh dokáže budit zátěž o velikosti 5 kΩ, což je pro řízení mnoha A/D převodníků postačující. Rozsah výstupního napětí bude přitom od nuly až do 2,5 V. Vzhledem k tomu, že obvod LTC2063 má výstup typu rail-to-rail, je zde maximální úroveň u hradla limitována pouze výše zmiňovanými, typickými třemi volty (4,096 V obvodu LT1389-4.096 plus typ. VTH u M2, což je –1 V). Výstup našeho zapojení je kromě toho navržen tak, aby pracoval s proudem a nikoli napětím, takže offset, pokud jde o zem či vývody, neovlivní přesnost. Mezi výstupním tranzistorem PMOS M1 a ROUT lze proto použít dlouhé přívody. RSENSE se bude v takovém případě nacházet v místě snímání proudu, zatímco ROUT pro změnu v blízkosti A/D převodníku a navazujících bloků signálového řetězce. Stinnou stránkou dlouhého vedení se však stává zvýšená náchylnost vůči elektromagnetickým interferencím. Kondenzátor C3 o velikosti 100 nF, zapojený paralelně k ROUT, se proto postará, aby nežádoucí EMI neohrozily vstup následujícího stupně.

Omezení rychlosti

GBW (Gain Bandwidth Product) u obvodu LTC2063 činí 20 kHz a je proto doporučeno využívat zapojení k měření 20Hz signálů nebo ještě pomalejších. Kondenzátor C2 o velikosti 22 μF, zapojený paralelně k zátěži, filtruje pro zajištění vyšší přesnosti rušení na výstupu (1,5 Hz) a chrání navazující stupně před nečekanými proudovými nárazy. Kompromis však u takové filtrace spočívá v delší době potřebné k ustálení, zejména pak na nejnižší hranici vstupního proudového rozsahu.

Závěr

Mimořádně nízký vstupní napěťový offset, malé proudy IOS či IB a také vstup typu rail-to-rail zajišťují v případě obvodu LTC2063 precizní měření proudu napříč celým rozsahem od 100 μA až do 250 mA. Jeho maximální proudový odběr 2 μA umožňuje takovému zapojení odebírat ve většině provozního rozsahu daleko méně než 280 μA. Společně s požadavky na nízké napájecí napětí zesilovače LTC2063 se díky malé vlastní proudové spotřebě nabízí napájení z napěťové reference a také další prostor navíc.

Partneři

eipc
epci
imaps
papouch
ep
mikrozone
mcu
projectik